1 引言

　　反激變換器具有電路拓撲簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出等優點，因而是機內輔助開關電源理想的電路拓撲。
　　
　　然而，反激變換器功率開關關斷時漏感儲能引起的電壓尖峰必須用箝位電路加以抑制。由于RCD箝位電路比LCD箝位、有源箝位電路更簡潔且易實現，因而 RCD箝位反激變換器在小功率變換場合更具有實用價值[1]。將RCD箝位反激變換器與峰值電流控制技術結合在一起，便可獲得高性能的電力電子變換器機內輔助開關電源。本文主要論述這類機內輔助開關電源原理，提出了箝位電路等關鍵參數設計準則，并給出了設計實例與試驗結果。

2 機內輔助開關電源的原理

1）功率電路

　　功率電路采用RCD箝位反激變換器，如圖1所示。當功率開關S關斷時，儲能變壓器T的漏感能量轉移到箝位電容C中，并在電阻R上消耗。功率開關S關斷電壓尖峰得到了有效的抑制。

圖1 RCD箝位反激變換器電路拓撲

圖2 不同R、C值時箝位電容電壓波形

　　然而，箝位電路參數對反激變換器的性能有重要的影響。不同R、C值時，箝位電容電壓波形如圖2所示。圖2(a)中，C取值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器原邊能量不能迅速傳遞到副邊；圖2(b)中，R、C值合適，C上電壓在開關管截止瞬間沖上去，然后二極管D截止，電容C通過電阻R放電，到功率管開通瞬間，C上電壓應放到接近(N1/N2)Uo；圖2(c)中，R、C均偏小，C上電壓在管子截止瞬間沖上去，然后因為RC時間常數小，C 上電壓很快放電到等于(N1/N2)Uo，此時RCD箝位電路將成為反激變換器的死負載，消耗儲存在變壓器中的能量，效率降低。

2）控制方案

　　機內輔助開關電源采用UC3843芯片峰值電流控制技術。電流控制技術使系統具有瞬態響應快、穩定性高、輸出電壓精度高、內在限流能力強、易并聯等優點。但占空比大于50%時，控制環變得不穩定，抗干擾性能差，需斜坡補償。

3）電路組成
　　
　　機內輔助開關電源電路組成，如圖3所示。220V50HzAC經EMI濾波器、整流橋后得到270VDC，再經RCD箝位的反激變換器變換成三路輸出+ 15VDC（0.8A）、-15VDC（0.15A）、+5VDC（0.2A），電流控制芯片UC3843由自饋電繞組N5供電。R10是電流檢測電阻， R12是斜坡補償電阻。

圖3機內輔助開關電源電路組成

3 關鍵電路參數設計

1）儲能式變壓器
　　
　　電流臨界連續時原邊電感

　(1)

　　式（1）中，Uimin為變壓器原邊輸入的小直流電壓，Ts為開關周期，Po為輸出功率，η為變換效率。儲能式變壓器磁芯氣隙為

　(2)

　　式（2）中，B為鐵芯工作磁感應強度，Sc為鐵芯截面積，K為小輸出功率與額定輸出功率之比。原邊繞組匝數為

　(3)

 　　原、副邊繞組匝數比為

　(4)　　

　　式(4)中，UD為輸出整流二極管壓降、Uo2為副邊繞組N2輸出電壓。同理可求得其它匝比。

2）RCD箝位電路
　
　　功率管截止時，漏感能量等于箝位電容C吸收的能量，則 

　　(5)

　　式(5)中，Llk為變壓器漏感、I1P為原邊電感電流峰值、UDS為漏源電壓、Ureset為電容C初始電壓、Ui為輸入直流電壓。箝位電容C上的電壓只是在功率管關斷的一瞬間沖上去，然后應一直處于放電狀態。在功率管開通之前，箝位電容C上的電壓不應放到低于(N1/N2)Uo，否則二極管D導通，RCD箝位電路將成為該變換器的死負載。箝位電阻R要滿足

　(6)

　　箝位二極管D的電壓應力為Ui+(N1/N2)Uo，峰值電流為原邊電感峰值電流I1P。

3）功率開關

　　功率開關S的電壓應力和電流應力分別為 

　　(7.a)

　　(7.b)

　　式（7.b）中，I1av為原邊電感電流平均值，ΔI為原邊電感電流脈動值。

4）整流二極管

　　整流二極管D6的電壓應力和電流應力分別為

　(8.a)
　　(8.b)

　　同理計算其它整流二極管承受的電壓和電流應力。D2的作用是阻止啟動時輸入電壓對死負載R4供電，使得C2上的電壓迅速上升，從而使UC3843快速啟動。

5）死負載R4的選取

　　死負載R4消耗的功率按額定功率的5%來設計，其大小為

　　(9)

6）輸出濾波電容

　(10)

　　式（10）中，K%=Uopp/Uo，Uopp為輸出電壓紋波峰峰值，R為負載電阻。

4 機內輔助開關電源試驗

　　機內輔助開關電源設計實例：額定輸出功率15W，輸入電壓220V±10%50HzAC或270VDC±10%,三路輸出分別為+15VDC （0.8A）、-15VDC（0.15A）、+5VDC（0.2A），開關頻率為40kHz，儲能式變壓器磁芯選用鐵氧體R2KBD GU30、繞組匝數N1/N2/N3/N4/N5=391/8/17/17/17，磁芯氣隙0.31mm，占空比0.6，臨界連續時輸出功率為1/6 額定功率，箝位電阻取為68kΩ，箝位電容取為2.2nF高頻瓷電容，箝位二極管取為肖特基二極管MUR180（1A /800V），整流二極管D3、D6、D8選用肖特基二極管IN5819（1A/40V），D7選用肖特基二極管IN5822（3A/40V）。
機內輔助開關電源試驗波形，如圖4所示。圖4(a)是功率開關柵源電壓,占空比為0.6；圖4(b)是功率開關漏源電壓,其關斷電壓尖峰得到有效抑制；圖4 (c)是箝位電容C9電壓波形；圖4(d)是原邊繞組N1電壓波形,電壓尖峰??；圖4(e)是電流檢測電阻R10上電壓波形；圖4(f)是采用斜坡補償后 UC3843的3腳采樣信號電壓波形，斜坡補償后采樣信號電壓上升率高于電流檢測電阻R10上電壓上升率，提高了電路的抗干擾能力。由于該電源額定輸出功率為15W，其變換效率達75%是相當高的。試驗結果證實了理論分析的正確性。

5 結論

　　1）RCD箝位電路能有效地抑制變壓器漏感引起的功率開關關斷電壓尖峰，在小功率變換場合具有明顯的優點；

　　2）給出關鍵電路參數設計公式，試驗結果與理論分析一致；

　　3）該機內輔助電源具有功率密度高、變換效率高、過載與短路能力強、可靠性高等優良的綜合性能，在AC/AC、DC/AC、AC/DC、DC/DC等四類電力電子變換器中具有重要應用價值。

參考文獻

[1]陳道煉.高頻環節航空靜止變流器研究[博士后研究工作報告]. 南京航空航天大學.2001.