關鍵詞： ADSL2/ADSL2+、線路卡、驅動器功耗、離散多頻調制(DMT)、變壓器變比N、總諧波失真(THD)、主動匹配模式(Active Termination Mode)、合成系數Ks、驅動器凈空間(headroom)、平坦增益、功率譜密度(Power Spectral Density)。

引言

　　在高密度ADSL、ADSL2/ADSL2+局端設備中，線路驅動器相對于數字信號處理器(DSP) 和模擬前端(AFE) 主芯片而言，消耗了電源系統中的絕大部分功率。為了優化線路驅動器的功耗和提高數據率，設計師必須非常謹重地選用線路卡的供電電源、線路匹配、變壓器變比 以及線性度良好的線路驅動器。

　　在本文中，我們將首先介紹功耗計算的方法，同時還將討論如何優化供電電壓和整體性能。在如下的討論中，我們將闡述采用24-V電壓的線路驅動器是如何在5至48V的工作范圍內實現低功耗和成本優化的解決方案。
 
DSL信號流程框圖概述

　　DSL信號流程框圖由數字信號處理器、模擬前端（A/D、D/A和接收器）、線路驅動器和變壓器組成（如圖1所示）。為了節省整個系統的成本，我們應在DSL的局端設備數字用戶線路訪問多路復用器(DSLAM)應盡可能多地集成線路卡的數量從而降低每端口的成本。如今端口密度為48、72和96的線路卡上各端口線路驅動器正呈現低功 耗和微型化封裝的趨勢。由于線路驅動器和外圍混合濾波電路消耗了電源的大部分功率，并且管腳也占用了相當部分的PCB面積，因此為了優化線路卡的功耗、PCB大小和合理降低成本，必須謹重地選擇線路驅動器的類別和對應供電電壓。

　　在DSL信號框圖中，線路驅動器放大來自模似前端(AFE)的離散多頻(DMT)信號，并經變壓器耦合后驅動電話線上的大電流負載。設計師在選擇線路驅動器時必須考慮四個主要因素：高輸出電壓幅值并具極好的線性度、低于800mW的功耗、小引腳和低成本。由于A/B類電流反饋放大器所具有的優良性能完全符合以上要求，因此該類線路驅動器已成為業內DSL驅動器的主流產品。

　　接下來我們會通過分析DSL信號的驅動部分，進一步了解相互間的關系。這里我們給出了驅動線路的供電電壓，電流和功耗要求，接下來再討論驅動器的供電電壓、工藝和成本。
 
局端的下行參數

　　當POTS電話線路阻抗為100歐姆時，全速率的離散多頻（DMT）信號的峰值輸出功率高達+20dBm。實際上我們取波峰因數為14.5 dB甚至對削波信號來進行糾錯處理，并以此優化驅動器的功耗。

　　從線路的輸出功率和線路阻抗，我們可計算出線路輸出的均值電壓和電流：
　　20dBm = 10 log (Pout / 1mW)
　　Pout = 20dBm=100mW
　　Pout = (Vout-有效值)2/ Rload
　　Pout = 100mW = (Vout-有效值)2/ 100
　　Vout-有效值= 3.16V

　　由于電話線采用差分驅動方式的雙絞線傳導，因此可小化線間串擾的共模噪音。可通過波峰因素(CFR)和峰均值比(PAR)算出差分輸出電壓峰峰值。
　　波峰系數(CFR) = 20 log (PAR) = 14.5 dB
　　PAR = 5.3
　　Vout-ptp = Vout-rms * PAR = 3.16*5.3 = 16.76V
　　Vout-ptp diff = Vout ptp *2 = 33.52V

　　基于以上分析，在差分雙絞線線路上的ADSL CO 輸出電壓幅度高達33.52 Vp-p。輸出峰值電流值可通過輸出峰值電壓除以100歐姆線路阻抗得出。在ADSL2+的應用中，它的值為167.6 mA。

　　差分驅動器通常采用兩個放大器組來傳輸差分信號。

　　典型的差分驅動器電路結構圖如圖2所示。由上面的計算我們已得出線路峰值輸出電壓為33.52 V ，峰值電流為167.6 mA 。從驅動器一邊分析，驅動器輸出電流和電壓幅值由變壓器的變比N和回饋電阻Rterm 決定。

圖2：ADSL差分線路驅動器電路圖

　　差分驅動器和接收器其它重要指標還有對稱的動態響應、寬帶寬、低相位和增益差、使能/非使能功率關斷工作模式、較強驅動輸出電流及極低的總諧波失真(THD)。

　　回路的匹配電阻Rterm是否與線路的阻抗匹配也非常關鍵。在的阻抗匹配條件下，Rterm=Rload/2，這時線路輸出電壓值僅為驅動器的 輸出電壓的一半，線路傳輸功率只有50%的效率。為了提高效率，必須將匹配電阻值小化。我們這里引入了主動匹配(active termination) 模式電路，它通常采用一個較小的匹配電阻和放大器的正反饋電路合成驅動器的線路阻抗。

　　主動匹配模式電路圖如圖3所示。

　　由于采用了正反饋電路和設置了合成系數Ks，放大器的輸出阻抗可被視作Vo+和Vo-間內阻并得到了提高。

圖3　主動匹配模式差分線路驅動器

　　在絕大多數設計中，為避免正反饋過激勵而產生自激，合成系數Ks的經驗值為5。設Ks=5，線路阻抗為100歐姆，變壓器變比為N，線路驅動器匹配電阻 （2Rbm）為：2Rbm= 100 歐/N2Ks ，變比為1：1時，Rbm=10歐姆。現在讓我們通過實際功率的計算，看看輸出電壓的幅值、供電電壓和線路的匹配如何影響線路驅動器的功耗。
 
驅動器的功耗計算

　　線路驅動器的功率消耗除了線路傳輸功率外，還由以下兩部分組成：靜態功率(Pdq)和輸出功耗(Pdo)。
　　Pdriver= Pdq +Pdo
　　Pdq= Vs*Iq
　　Pdo= (Vs -- Vout-rms) * Iout-rms
　　Pdriver= Vs*Iq + (Vs -- Vout-rms) * Iout-rms
　　總Pconsumption= Pdriver + Pline= Pdiss+ 100mW
　　在以上等式中，Vs是供電電壓，Iq是驅動器的靜態偏置電流。

　　直觀而論，Pdq就是指在不驅動信號時用以維持驅動器偏壓和待機時的功耗，Pdo是指當驅動器輸出負載有效值電流時，相對于輸出級凈空間阻性壓降( resistive drops)上的功耗。在驅動器的數據手冊里指出了由于驅動線性信號需要的凈空間區形成的這類壓降。因此輸出幅值近軌特性非常重要，因為峰值輸出電壓是由有效值輸出電壓乘以波峰因數得出的。在圖3的電路中，采用驅動器中的線性輸出幅值輸出電壓峰值信號。如果驅動器越接近全軌輸出，它需要的凈空間則接近于零，因此驅動器的輸出功耗也越少，此時驅動器的輸出效率。

　　通過以上的分析，很明顯，驅動器的工作偏置電流同樣也是影響功耗的另一個關鍵因素。

　　增大或減小偏流能改善或降低驅動器的線性性能，因些適當調整驅動器的偏流以具有良好的線性度同時又要兼顧小化的靜態功耗成為DSL線路驅動器的一個重要特性。
 
變壓器和供電電壓的影響

　　如上公式所述，變壓器的初次級變比也是一個重要的設計要素。在信號流程框圖中，變壓器實質上等同于另一個增益級。如果線路驅動器不足以在供電電源電壓下 提供足夠的輸出幅度來達到預期的Vout峰值，我們可以通過選擇變壓器變比來提升線路輸出的信號幅值。如果選擇了足夠高電壓的電源，可獲得比實際需要還強 的輸出信號，變壓器的變比將用于衰減線路電壓。所以變壓器可配合線路驅動器工作于5V至48V的電源范圍內。

　　由于供電電壓降低，驅動器驅動的 負載電流將隨之增加。所以在較低的供電電壓下，驅動器需要較大的輸出電流（必須采用較大的內核和引腳封裝）和較大的靜態電流，得以驅動輸出級的內部結間容 性負載。然而增加變壓器的變比達到足夠的驅動電壓的同時卻使得從變壓器的次級到初級的接收回路呈現N倍衰減特性，這樣直接影響了接收回路的信噪比。反之， 高電壓驅動器輸出幅值和靜態電流則較小。

　　因此我們得出結論，即電壓越高效率越高，同時如我們上面所述驅動器還應具有足夠大的線性區。對采用高 壓工藝的高壓驅動器而言，晶體管和內核應當足夠大，因為設計高壓IC時必須考慮適當的線間距得以承受高電壓和避免級聯和結間電容。這時驅動器的內核必然又 會增大。高壓驅動器需要在優化凈空間區與線性輸出幅值比的同時，還應對頻帶高達4 MHz的離散多頻(DMT)信號呈現0.1dB的平坦增益響應來符合ADSL和ADSL2+的帶寬指標。當然，満足帶寬和增益的同時還要兼顧線性度和噪聲。
 
　　由于采用高壓工藝的晶體管和結電容都較大，因此高壓驅動器的較高的偏流和靜態功耗等不利因素又如同前面低壓驅動器的分析一樣面臨著實際的挑戰。理論和實 踐都證明，采用30V以上的加工工藝，驅動器的靜態功耗瓶頸會非常明顯地暴露出來。例如目前直接采用48V電源供電的線路驅動器需要約5V的凈空間，而且 僅靜態功率消耗就要超過150mW。ADSL2/ADSL2+技術相對突出了反映具有功率與頻帶變化的功率譜密度(Power Spectral Density) 參數，進而對信號帶寬和噪音參數提出了苛刻的要求，因此此類高壓驅動器正面臨著ADSL2/ADSL2+嚴峻的挑戰。

　　出于 DSL應用中對功耗、噪音和封裝引腳之間的綜合考慮，我們現在來關注采用15至30V供電的驅動器。再次分析供電范圍的中間段并優化功率，我們便能夠確定 驅動器的供電電壓。讓我們回到上文，變壓器的次級輸出必須為線路提供高達33.52-Vp-p的差分峰值電壓。從變壓器穩定和簡化設計角度出發，為了 減少失配誤差，我們通常采用1:1的變比即變比N=1為理想。

　　接下來我們采用主動匹配(active termination)方式，選擇20%正反饋匹配（Ks=5）來小化匹配電阻上的功耗。因此我們可以計算驅動器輸出峰值Vswing= 1.2*33.52= 40.24 Vp-p。單端信號即為20.12V或+/- 10.06V，于是我們采用供電電壓為+/- 12V、單端凈空間小于2V的驅動器就可以實現電路。

　 　許多有著良好線性性能的雙極性硅絕緣體工藝(bipolar SOI)電流反饋方式的驅動器都符合這類標準。鑒別高性能驅動器的優劣可從兼顧驅動性能的同時，驅動器是否具有較小的靜態電流、內核和引腳封裝。以上討論 得出結論，靜態電流乘以供電電壓為總功耗等式的Pdq，因此較小的偏流能降低總功耗。
 
成本因素的考慮

　　設計者必須會提出這樣一個問題：各種電源解決方案的成本如何？
 
　　這里便引發出了一場討論，即系統如果直接采用-48V電源供電能否節省供電系統的成本。我們大家都知道采用這種方式仍存在來自-48V電源的噪聲、常模 干擾、數字與模擬地非隔離和電壓不穩定等各種各樣的線路缺陷和隱患。供電電壓會在-36V至-72V(北美及歐洲通信電源標準) 波動，加上內部的帶寬限制不利于主動匹配(active termination)方式的實現和ADSL2及ADSL2+信號的可靠運行，這必然會在設計上帶來線路驅動器的高功耗。

　　另外，這種直接供電方案還必須采用較貴的高壓電容對電源噪聲去耦和旁路，同時必須采用電源線路濾波器(濾除噪聲)以及驅動器占用較大的PCB尺寸，這些不利因素都將會對節省成本的初衷大打折扣。

　　相對而言，由于A/B類電流反饋放大器采用+/-12V雙電源或+24V單電壓供電，因此具有極低的功耗(比ADSL2+的功耗指標還要低) 并且外圍元件成本更低。如表1中欄如示, 如今主流DSL線驅能達到優于ADSL2+的帶寬總功耗僅為700mW，并且每端口的引腳尺寸不到10mm2。選用微型封裝通常成本較低并能降低系統的總 成本。

表1：基于不同供電電壓的DSL線驅比較表

總結

　　DSL是通過電話線進行數據傳遞及其它信息的技術。目前DSL正朝著前所未有的"多方服務"(triple play)- 開展傳遞音頻、數據和視頻業務。ADSL2/ADSL2+標準目前能夠達到超過24 Mbit/s的數據傳輸速率。這類DSL的升級技術為傳輸諸如MPEG4高端視頻奠定了寬帶基礎。為了在DSL信號中加載更多的信息，線路驅動器必須具有 極高的保真度(高帶寬和低總諧波失真THD)來満足如此高速的數據傳輸速率。

　　我們已經闡述了大電流A/B類電流反饋(CFA)驅動器在24-V電源供電下的特性，它具有良好的功耗、線性度、靈活性和高性價比的性能。業界已確認此類專用線路驅動器具有可驅動高達50Mbps傳輸速率的優質性能，這必然將會引領DSL技術邁向下一個新臺階。