多數(shù)手機(jī)電視標(biāo)準(zhǔn)采用了OFDM 技術(shù)，但對(duì)于OFDM信號(hào)，載波頻偏將破壞信號(hào)子載波問的正交性，引入載波間干擾．
一個(gè)小的頻偏就可能導(dǎo)致SNR的降低，所以,在OFDM的手機(jī)電視系統(tǒng)中，精確估汁并校正載波頻率偏差是非常重要的一部分以DVB-H系統(tǒng)為例，整數(shù)倍頻偏采用連續(xù)導(dǎo)頻進(jìn)行相關(guān)估計(jì)的算法，小數(shù)倍頻偏采用通過整數(shù)倍頻偏估汁修正與估汁值自平均相結(jié)合的算法，同時(shí)給出了硬件實(shí)現(xiàn)架構(gòu)、
2 基于DVB-H的載波同步方案
系統(tǒng)的載波同步的算法一般都是基F信號(hào)幀結(jié)構(gòu)中的已知信息。以DVB－H系統(tǒng)為例，其信號(hào)幀結(jié)構(gòu)中的已知信息為時(shí)域上的循環(huán)前綴CP以及頻域上的按固定規(guī)律出現(xiàn)的連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻。因此通常在FFT前用循環(huán)前綴粗估計(jì)小數(shù)載波頻偏的值，而在FFT之后用連續(xù)導(dǎo)頻或離散導(dǎo)頻檢測(cè)整數(shù)倍載波頻偏值以及精細(xì)估計(jì)小數(shù)倍載波頻偏的值。但是這種傳統(tǒng)算法精細(xì)估汁小數(shù)倍載波頻偏計(jì)算復(fù)雜度高，硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜。本文采用了一種用循環(huán)前綴估汁小數(shù)倍載波頻偏，F(xiàn)FT后用連續(xù)導(dǎo)頻估計(jì)整數(shù)倍頻偏，同時(shí)對(duì)小數(shù)倍頻偏進(jìn)行修正的方案，簡(jiǎn)化了汁算復(fù)雜度，易于硬件實(shí)現(xiàn)、本方案綜合考慮了估計(jì)精度和硬件的可實(shí)現(xiàn)性，如圖1所示。
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在發(fā)送端，循環(huán)前綴是每幀有效數(shù)據(jù)的一部分的復(fù)制，如圖2所示。循環(huán)前綴與每幀有效數(shù)據(jù)的一部分幅值相同，區(qū)別是有一個(gè)相位的旋轉(zhuǎn)，這個(gè)相位正比于載波頻偏，可根據(jù)這個(gè)相位旋轉(zhuǎn)估計(jì)得到小數(shù)倍載波頻偏。
具體算法為利用循環(huán)前綴開窗與數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)，為盡量減少其受上一幀數(shù)據(jù)污染的可能性，開窗的位置越靠后越好。相關(guān)值在開窗范圍內(nèi)做平均取相位再除以－2π便可求得在多徑信道情況下估計(jì)得到的小數(shù)倍載波頻偏
式中：ω為開窗長(zhǎng)度。
2．2整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)算法
在小數(shù)倍頻偏進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償之后，載波頻偏在頻域上的一個(gè)主要影響表現(xiàn)在子載波的循環(huán)移位，可利用處于每幀OFDM符號(hào)中特定子載波位置上的連續(xù)導(dǎo)頻來進(jìn)行載波頻偏的估計(jì)。由于連續(xù)導(dǎo)頻在每一幀中的固定位置上出現(xiàn)，自相關(guān)性好，對(duì)連續(xù)兩幀OFDM符號(hào)在連續(xù)導(dǎo)頻的位置進(jìn)行復(fù)相關(guān)并求和，使用一個(gè)長(zhǎng)為S的滑動(dòng)窗作為頻域上子載波有可能的相對(duì)偏移范圍，這樣得到S個(gè)相關(guān)值，其中相關(guān)值所對(duì)應(yīng)的s即為頻域上子載波的相對(duì)偏移，即整數(shù)倍載波頻偏的估計(jì)值
個(gè)符號(hào)的第κ個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻位置上的復(fù)數(shù)值；S是整數(shù)倍頻偏的估計(jì)范圍；s是窗口移動(dòng)值，s∈S；S路相關(guān)和的值Cm對(duì)應(yīng)的s即為整數(shù)倍載波頻偏的估計(jì)值m。
2．3小數(shù)倍載波頻偏修正算法
如果小數(shù)倍頻偏在±0.5以內(nèi)時(shí)，僅用2.1節(jié)算法的估計(jì)值與實(shí)際值相比有可能出現(xiàn)跳變，即+0.5估計(jì)成
式中：μ為預(yù)先設(shè)定的閾值，一般設(shè)為0.2，經(jīng)過整數(shù)倍頻偏估計(jì)對(duì)小數(shù)倍頻偏的補(bǔ)償處理，一般可使剩余的小數(shù)倍頻偏在－0.25～+0.25之間，這樣可避免小數(shù)倍載波頻偏在+0.5內(nèi)估計(jì)出的ε存在跳變的可能，以提高估計(jì)的準(zhǔn)確度。
3 DVB-H載波同步的硬件實(shí)現(xiàn)
3．1小數(shù)倍載波頻偏估計(jì)的硬件實(shí)現(xiàn)
根據(jù)2.1所述的算法原理及公式(1)，假設(shè)開窗長(zhǎng)度為ω，OFDM符號(hào)長(zhǎng)為Nc，每個(gè)有效數(shù)據(jù)為K bit，對(duì)于每個(gè)OFDM符號(hào)要進(jìn)行4×w次乘法，2×(ω－1)次加法，同時(shí)要兩塊RAM，每塊容量為Ns×K bit，一塊存儲(chǔ)當(dāng)前OFDM符號(hào)，另一塊為讀取上一個(gè)OFDM符號(hào)的內(nèi)容進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。 圖3的硬件構(gòu)架，考慮到每次估計(jì)之間的時(shí)間間隔為Ng個(gè)時(shí)鐘(循環(huán)前綴CP的長(zhǎng)度)，足夠進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，因此可對(duì)RAM進(jìn)行復(fù)用。同時(shí)通過選擇控制信號(hào)對(duì)乘法器進(jìn)行復(fù)用，僅要一個(gè)乘法器就可實(shí)現(xiàn)運(yùn)算。
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首先產(chǎn)生控制信號(hào)，選擇窗內(nèi)數(shù)據(jù)的實(shí)部，虛部分別依次存入長(zhǎng)為64的FIFO，此處窗長(zhǎng)設(shè)為64。根據(jù)控制選擇信號(hào)sel，用流水方式將下面4組信號(hào)分時(shí)送入
累加器4進(jìn)行累加。一幀估計(jì)完后，把累加器1與累加器4的值再送入加法器得出估計(jì)的實(shí)部，把累加器2與累加器3的值送入減法器得出估計(jì)的虛部。然后對(duì)估計(jì)值做平均，為了硬件實(shí)現(xiàn)方便，窗長(zhǎng)選為64，因此將結(jié)果送入移位器右移6位，即可對(duì)累加結(jié)果做平均。對(duì)連續(xù)8幀的估計(jì)值，通過累加器移位器累加并右移3位做平均，進(jìn)一步降低隨機(jī)噪聲的影響。表1比較了本設(shè)計(jì)與傳統(tǒng)相關(guān)架構(gòu)的硬件資源。
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3．2整數(shù)倍頻偏估計(jì)及小數(shù)倍頻偏修正的硬件實(shí)現(xiàn)
對(duì)于整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)來說，輸入數(shù)據(jù)去掉循環(huán)前綴CP，再經(jīng)過FFT得到頻域數(shù)據(jù)，可利用連續(xù)導(dǎo)頻或離散導(dǎo)頻估計(jì)載波頻偏，兩者均采用相關(guān)的方法。表2比較了連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻時(shí)所需硬件資源的情況。
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對(duì)于小數(shù)倍載波頻偏估計(jì)來說，如果小數(shù)倍頻偏在±0.5以內(nèi)時(shí)，估計(jì)值和實(shí)際值相比有可能出現(xiàn)跳變，要想準(zhǔn)確估計(jì)，通常需要許多個(gè)OFDM符號(hào)利用連續(xù)導(dǎo)頻或離散導(dǎo)頻進(jìn)行精細(xì)估計(jì)。而本文對(duì)小數(shù)倍頻偏估計(jì)采用通過整數(shù)倍頻偏估計(jì)修正與估計(jì)值自平均相結(jié)合，由于利用了整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)中的運(yùn)算結(jié)果，并通過合理的設(shè)置參數(shù)，僅需用一個(gè)移位器，一個(gè)加法器和一個(gè)比較器就可在保持一定精度的前提下大大節(jié)省運(yùn)算量。
表3中的Ⅳ為利用連續(xù)或離散導(dǎo)頻進(jìn)行小數(shù)倍頻偏精細(xì)估計(jì)一次所利用的子載波個(gè)數(shù)；K為數(shù)據(jù)的比特?cái)?shù)；t為進(jìn)行一次估計(jì)所用的連續(xù)或離散導(dǎo)頻數(shù)。從表3可以看出利用連續(xù)導(dǎo)頻或離散導(dǎo)頻對(duì)小數(shù)倍載波頻偏進(jìn)行精細(xì)估計(jì)，硬件實(shí)現(xiàn)計(jì)算復(fù)雜，十分耗費(fèi)資源。而利用本文的通過整數(shù)倍頻偏估計(jì)修正算法可以大大節(jié)省硬件資源。 整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)的硬件實(shí)現(xiàn)構(gòu)架如圖4所示。首先對(duì)輸入的數(shù)據(jù)送入選擇器去除循環(huán)前綴CP，送人
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FFT模塊；為了運(yùn)算的速度和數(shù)據(jù)的連續(xù)性使用乒乓操作，在個(gè)緩沖周期，將連續(xù)兩幀數(shù)據(jù)緩存到數(shù)據(jù)緩沖模塊1，2，在第二個(gè)緩沖周期通過輸入數(shù)據(jù)選擇信號(hào)將其后的兩幀數(shù)據(jù)緩存人數(shù)據(jù)緩沖模塊3，4，同時(shí)把在個(gè)緩沖周期存入數(shù)據(jù)緩沖模塊l，2的數(shù)據(jù)送入數(shù)據(jù)運(yùn)算模塊進(jìn)行運(yùn)算處理，如此循環(huán)進(jìn)行。運(yùn)算模塊的具體運(yùn)算過程如下：將連續(xù)兩幀信號(hào)存入兩個(gè)深度為4 096的RAM中，依次讀出連續(xù)導(dǎo)頻在滑動(dòng)相關(guān)窗內(nèi)的數(shù)，并把這些數(shù)存入寄存器進(jìn)行相關(guān)。例如圖4中對(duì)于一組連續(xù)入移位器左移5位，與C。送入減法器，比較符號(hào)位就可以得出頻偏補(bǔ)償?shù)慕Y(jié)果。
3．3載波頻偏補(bǔ)償?shù)挠布?shí)現(xiàn)
把頻域估計(jì)得到的整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值反饋到接收信號(hào)的時(shí)域端，與平均模塊后估計(jì)的小數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值相加構(gòu)成△f進(jìn)行補(bǔ)償。時(shí)域上的相偏補(bǔ)償是乘以一個(gè)相反的相位α，可推導(dǎo)得到
首先，估計(jì)出的載波頻偏經(jīng)過累加器、取模器、乘法器得到
，然后經(jīng)過cordic模塊計(jì)算得到其正弦、余弦值，根據(jù)式(4)，(5)進(jìn)行補(bǔ)償，同相分量與余弦值送入乘法器得到的值送入寄存器1，同時(shí)正交分量與正弦值送入乘法器，得到的值送入寄存器2，寄存器1和寄存器2的值送入加法器得到無載波頻偏的同相分量；正交分量與余弦值送入乘法器得到的值送入寄存器3，同時(shí)同相分量與正弦值送入乘法器得到的值送入寄存器4，寄存器3與寄存器4的值送入減法器得到無載波頻偏的正交分量。
其中正弦和余弦值的計(jì)算采用cordic算法代替查找表，保證了一定的精度的條件下大大節(jié)約了存儲(chǔ)資源。圖6為cordic硬件實(shí)現(xiàn)構(gòu)架。
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本文基于已有的算法，以DVB－H系統(tǒng)為例，對(duì)其載波同步提出了一種方案及硬件實(shí)現(xiàn)架構(gòu)。對(duì)上述架構(gòu)利用Verilog硬件描述語言進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)，用ModelSim SE5.7進(jìn)行了仿真，同時(shí)用Quartus II 6.O進(jìn)行了綜合，選用芯片EP2C70F672C8。整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)模塊時(shí)鐘頻率可達(dá)87 MHz，所用的M4k為48個(gè)，LE約為3 800個(gè)，乘法器為12個(gè)；小數(shù)倍載波頻偏估計(jì)模塊時(shí)鐘頻率可達(dá)102 MHz，所用的M4k為2個(gè)，LE約為184個(gè)，乘法器為1個(gè)；載波頻偏補(bǔ)償模塊時(shí)鐘頻率可達(dá)73 MHz，所用的LE約為2 000個(gè)，乘法器為8個(gè)。本文提出的硬件實(shí)現(xiàn)架構(gòu)，速度快，節(jié)省硬件資源。